Modelarea și proiectarea compensării buclei în sursele de alimentare cu comutare - Revista Partea 2
Continuarea primei părți a articolului, publicată la numărul 731 din octombrie 2015, la paginile 96-101.
Modelarea noii trepte de putere cu buclă închisă curentă
Figura 19 prezintă un model simplificat de ordinul 1 al etapei de putere a convertorului buck cu buclă internă de curent care tratează pur și simplu inductorul ca o sursă de curent controlată de tensiunea uC a pinului ITH al amplificatorului. O abordare similară poate fi aplicată pentru alte topologii cu control al modului curent inductor. Cât de bun este acest model simplu?
Figura 20 oferă o comparație a funcției de transfer GCV (s) = vOUT/vC între modelul de ordinul 1 și un model mai complicat, dar precis. Acesta corespunde unui convertor de mod curent care funcționează cu o frecvență de comutare de 500 kHz. În acest exemplu, modelul de ordinul 1 este precis până la 10 kHz,
1/50 din frecvența de comutare fSW. Peste această valoare, diagrama de fază a modelului de ordinul 1 nu mai este precisă. Deci, acest model simplificat este bun numai pentru un design cu lățime de bandă redusă.
De fapt, este destul de dificil să dezvolți un model precis de semnal mic pentru convertoarele de mod curent pentru întreaga gamă de frecvențe. Modelul de mod curent al lui R. Ridley [3] este cel mai utilizat pe scară largă de către producătorii de surse de curent pentru controlul curentului de vârf și al curentului de vale. Mai recent, Jian Li a dezvoltat un model de circuit mai intuitiv [4] pentru controlul modului curent, care poate fi utilizat și pentru alte metode de control al modului curent. Pentru a facilita acest lucru, instrumentul de proiectare LTpowerCAD încorporează aceste modele precise, astfel încât chiar și un utilizator cu puțină experiență poate proiecta cu ușurință o sursă de alimentare în modul curent fără prea multe cunoștințe despre modelele Ridley sau Jian Li.
Proiectare de compensare a buclelor unui convertor de mod curent
În Figurile 16 și 21, Gcv (s) ale etapei de putere a buclei de curent închis este determinată prin selectarea componentelor etapei de putere, care sunt alese în principal pe baza specificațiilor CC/performanței sursei de alimentare.
Câștigul buclei de tensiune externă T (s) = GCV (s) A (s) KREF (s) este, prin urmare, determinat prin intermediul etapei de feedback de tensiune Kref (s) și a stadiului de compensare A (s). Proiectele acestor două etape vor stabili în mare măsură stabilitatea sursei și răspunsul acesteia la tranzitorii.
În general, performanța buclei închise de tensiune T (s) este evaluată cu două valori importante: lățimea de bandă a buclei și marja de stabilitate a buclei. Lățimea de bandă a buclei este cuantificată de frecvența de tăiere fC la care câștigul buclei T (s) este egal cu unul (0dB). Marja de stabilitate a buclei este în general cuantificată de această marjă de fază sau marjă de câștig.
Marja de fază a buclei fm este definită ca diferența dintre întârzierea totală a fazei T (s) și –180 ° la frecvența de întrerupere. În general, este necesară o marjă de fază minimă de 45 sau 60 de grade pentru a asigura stabilitatea. În cazul controlului modului curent, pentru a atenua zgomotul de comutare în bucla curentă, marja de câștig a buclei este definită ca atenuarea la ½ · fSW. În general, este de dorit o atenuare minimă de 8dB (–8dB loop gain) la ½ fSW.
Selectarea frecvenței de întrerupere dorite în bucla de tensiune fC
O lățime de bandă mai mare ajută la obținerea unui răspuns rapid la tranzitorii. Cu toate acestea, creșterea lățimii de bandă reduce în general marja de stabilitate și face bucla de control mai sensibilă la zgomotul de comutare.
Un design optim asigură, în general, un echilibru bun între lățimea de bandă (răspuns tranzitoriu) și marja de stabilitate. De fapt, controlul modului curent introduce de asemenea o pereche dublu pol wn datorită efectului de eșantionare a semnalului curent la 1/2 fSW [3].
Acești poli dubli introduc întârzieri de fază nedorite de ordinul ½ · fSW. În general, pentru a obține o marjă de fază suficientă și atenuarea zgomotului plăcii, este selectată o frecvență de întrerupere mai mică de 1/10–1/6 a frecvenței de comutare a fazei fSW.
Proiectarea rețelei divizorului de feedback Kref (s) cu R1, R2, C1 și C2
În Figura 16, câștigul continuu KREF al lui Kref (s) este raportul dintre tensiunea de referință internă VREF și tensiunea de ieșire continuă Vo dorită. Rezistențele R1 și R2 sunt utilizate pentru a regla tensiunea continuă de ieșire DC.
Capacitorul C2 poate fi adăugat opțional pentru a îmbunătăți răspunsul dinamic al buclei de feedback. Conceptual, la frecvență înaltă, C2 oferă o cale de putere cu impedanță redusă pentru semnalul de curent alternativ al tensiunii de ieșire și astfel simplifică răspunsurile tranzitorii. Dar C2 poate adăuga și zgomot de comutare nedorit la bucla de control. Prin urmare, un condensator de filtrare C1 poate fi încorporat opțional pentru a atenua zgomotul de comutare. Așa cum este exprimat în ecuația 11, funcția de transfer a divizorului rezistiv KREF (s) cu C1 și C2 are un zero și un pol. Figura 22 prezintă graficul Bode pentru KREF (s).
La proiectarea fz_ref> C1.
După cum sa indicat, creșterea maximă a fazei jREF_max este determinată de raportul divizorului KREF = VREF/VO. Deoarece VREF este fix pentru un controler dat, cea mai mare creștere de fază poate fi realizată cu o creștere mai mare a tensiunii de ieșire VO.
Selectarea jREF, C1 și C2 este un echilibru între creșterea de fază dorită și creșterea nedorită a câștigului de frecvență înaltă. Câștigul buclei totale ar trebui verificat ulterior pentru a optimiza valorile.
Proiectarea rețelei de compensare tip II cu amplificator de eroare ITH în bucla de tensiune
Decalajul A (s) ITH este cel mai important element în proiectarea de compensare a buclei, deoarece determină câștigul de curent continuu, frecvența de întrerupere (lățimea de bandă) și marjele de fază/câștig ale buclei de tensiune. Pentru o ieșire a sursei de curent, amplificatorul de transconductanță gm, funcția sa de transfer A (s) este obținută prin ecuația 18:
unde gm este câștigul amplificatorului de eroare de transconductanță. Zith (s) este impedanța rețelei de compensare la pinul ITH al ieșirii amplificatorului.
Din diagrama bloc de control din Figura 21, eroarea de reglare a buclei de tensiune poate fi cuantificată după cum urmează: